一，MOSFET导通、关断过程详细分析（转）详见下

MOSFET导通、关断过程详细分析

二，弄懂mosfet的导通过程和损耗分析  详见下

弄懂MOS管的导通过程和损耗分析

三、MOSFET datasheet 的数据解释 

深入理解MOSFET规格书/datasheet

四、如何通过MOS管控制电源通断以及缓启动 

一、MOSFET导通、关断过程详细分析（转）

MOSFET导通过程详细分析

一、MOSFET开通过程

T0~T1：驱动通过Rgate对Cgs充电，电压Vgs以指数的形式上升

T1~T2：Vgs达到MOSFET开启电压，MOSFET进入线性区，Id缓慢上升，至T2时刻Id到达饱和或是负载最大电流。在此期间漏源极之间依然承受近乎全部电压Vdd

T2~T3：T2时刻 Id达到饱和并维持稳定值，MOS管工作在饱和区，Vgs固定不变， 电压Vds开始下降。此期间Cgs不再消耗电荷， VDD开始给Cgd提供放电电流

T3~T4： 电压Vds下降到0V，VDD继续给Cgs充电，直至Vgs=VDD，MOSFET完成导通过程。

二、MOSFET关断过程

MOSFET关断过程是开通过程的反过程。如上图示意

二、弄懂mosfet的导通过程和损耗分析

MOS管在平时的电源电路和驱动电路的设计中使用非常广泛，只有深入了解其工作原理和规格书参数才能保证设计的稳定可靠。

1. MOS管导通过程分析

MOS管和三极管的特性曲线分别如图1和图2所示，它们各自区间的命名有所不同，其中MOS管的饱和区也称为恒流区、放大区。其中一个主要的不同点在于MOS管有个可变电阻区，而三极管则是饱和区，没有可变电阻区的说法。从图中也能明显看出，MOS管在可变电阻区内，Vgs一定时，Id和Vds近似为线性关系，不同Vgs值对应不同的曲线斜率，即漏极D和源极S之间的电阻值Rds受控于Vgs；而三极管在饱和区内，不同Ib值的曲线都重合在一起，即曲线斜率相同，阻值相同。

 图1

 图2

MOS管导通过程中的各电压电流曲线如图3所示，其中Vgs曲线有著名(臭名昭著)的米勒平台，即Vgs在某段时间(t3-t2)内保持不变。

图3

我们知道MOS管是压控器件，不同于三极管是流控器件，但是实际上MOS管在从关断到导通的过程也是需要电流（电荷）的，原因是因为MOS管各极之间存在寄生电容Cgd，Cgs和Cds，如图4所示。MOS管导通条件是Vgs电压至少达到阈值电压Vgs(th)，其通过栅极电荷对Cgs电容充电实现，当MOS管完全导通后就不需要提供电流了，即压控的意思。这三个寄生电容参数值在MOS管的规格书中一般是以Ciss，Coss和Crss形式给出，其对应关系为：

反向传输电容：Crss=Cgd；米勒电容

输入电容：Ciss=Cgs+Cgd；

输出电容：Coss=Cds+Cgd。

然而，这三个等效电容是构成串并联组合关系，它们并不是独立的，而是相互影响，其中一个关键电容就是米勒电容Cgd。这个电容不是恒定的，它随着栅极和漏极间电压变化而迅速变化，同时会影响栅极和源极电容的充电。

米勒电容，米勒效应，米勒平台

MOSFET（二）：米勒效应

对于MOSFET，米勒效应（Miller Effect）指其输入输出之间的分布电容（栅漏电容）在反相放大作用下，使得等效输入电容值放大的效应。由于米勒效应，MOSFET栅极驱动过程中，会形成平台电压，引起开关时间变长，开关损耗增加，给MOS管的正常工作带来非常不利的影响。 

在MOS管的规格书上一般还有如图5所示的栅极充电曲线，其可以很好地解释为何Vgs电压会有米勒平台。Vgs一开始随着栅极电荷的增加而增加，但是当Vgs增加到米勒平台电压大小Vp时，即使栅极电荷继续增加，Vgs也保持不变，因为增加的栅极电荷被用来给Cgd电容进行充电。因此，MOS管会有对应的Qgs，Qgd和Qg电荷参数，如图6所示。在MOS管截止时，漏极电压对Cgd充电，Cgd的电压极性是上正下负；当MOS管进入米勒平台后，大部分的栅极电荷用来对Cgd进行充电，但是极性与漏极充电相反，即下正上负，因此也可理解为对Cgd反向放电，最终使得Vgd电压由负变正，结束米勒平台进入可变电阻区。米勒平台时间内，Vds开始下降，米勒平台的持续时间即为Vds电压从最大值下降到最小值的时间。由此可见米勒平台时间与电容Cgd大小成正比，在通信设备行业中-48V电源的缓启动电路经常在MOS管栅漏极间并联一个较大的电容，以延长米勒平台时间来达到电压缓启动的目的（正面应用）。

米勒效应是无法避免的，只有采用适当的方法减缓！

一般有四种方法：

①选择合适的门极驱动电阻RG

寄生米勒电容引起的导通通过减小关断电阻RGOFF可以有效抑制。较小的RGOFF同样也能减少IGBT的关断损耗，然而需要付出的代价是在关断期间由于杂散电感会产生很高的过压尖峰和门极震荡。

②在门极G和射极E之间增加电容

采用了独立的门极开通和关断电阻，门极导通电阻RGON影响IGBT导通期间的门极充电电压和电流；增大这个电阻将减小门极充电的电压和电流，但会增加开通损耗。

门极和发射极之间增加的这个电容CGE会影响到IGBT开关的性能，CGE分担了米勒电容产生的门极充电电流。因为IGBT的总输入电容为CCG||CGE，鉴于这种情况，门极充电要达到门极驱动的电压阈值就需要产生更多的电荷。又因增加了电容CGE，因此驱动电源功耗会增加，在相同的门极驱动电阻下，IGBT的开关损耗也会相应地增加。

③采用负压驱动

采用门极负电压来提高门限电压，同时保证了关断的可靠性，特别是IGBT模块在100A以上的应用中，是很典型的运用。增加负电源供电增加设计复杂度，同时也增大设计尺寸。

④门极有源钳位

法是使门极和发射极之间发生短路，这种方法可以避免IGBT不经意的打开。具体操作方法是在门极与射极之间增加三级管，当VGE电压达到某个值时，门极与射极的短路开关(三级管)将被触发。这样流经米勒电容的电流将被增加的三极管截断而不会流向VOUT，这种技术被称为有源米勒钳位技术。

 图5

 图6

米勒平台电压的大小可以近似地通过以下公式进行估算，Id=gfs(Vp-Vgs(th))，通过规格书可以得到阈值电压Vgs(th)和跨导gfs，根据电路参数可以得到漏极电流Id，因此，可以近似推算出米勒平台电压Vp。但是需要注意的是跨导gfs并不是一个常数，规格书中给出的数值都是基于一定的Vds和Id条件下得到的。此外，还有另外一种估算方法Id=K(Vp-Vgs(th))2，根据规格书中的参数计算出常数K，然后计算得到Vp，有兴趣的可以查阅参考文献2。

了解了MOS管的米勒平台后，我们可以分析一下图3所示导通过程中MOS管电压电流的变化曲线。以常见的MOS管开关电路为例，在t0~t1时间段内，Vgs小于阈值电压Vgs(th)时，MOS管处于截止区关断，漏极电流Id=0，漏源极电压差Vds为输入电压Vin。

在t1~t2时间段内，随着Vgs从阈值电压Vgs(th)逐渐增大至米勒平台电压Vp，电流Id从0开始逐渐增大至最大值，MOS管开始导通，并进入恒流区（饱和区）。此时Vds仍旧维持不变，但是实际电路中可能会由于各种杂散寄生电感等因素的影响，也会产生一部分压降损失，导致实际的Vds会略微下降。同三极管类似，MOS管在饱和区内具有相似的放大特性，其公式为：Id=gfs*Vgs，gfs为MOS管的跨导，可从规格书中得到。

在t2~t3时间段内，当Id逐渐增大至最大值（由电路参数决定）时，MOS管开始进入米勒平台，由于电流Id已经达到最大值保持不变，所以Vgs=Id/gfs亦保持不变，即从公式角度也可以解释米勒平台。在t2~t3时间段内，Vds开始以一定斜率下降。但是实际下降的斜率在整个时间段内并非一直保持不变。因为MOS管的Cgd电容在这个过程中是变化的，一开始Cgd较小，之后变大，所以实际的VDS曲线斜率会稍有变化，即一开始Cgd电容小，电压下降较快，之后Cgd电容较大，电压下降较慢，Cgd电容值的变化曲线如图7所示。

 图7

在t3之后，MOS管进入可变电阻区，米勒平台结束，Vgs电压在栅极电荷的驱动下继续升高至最大值，Vds则电压下降至最低值Rds(on)*Id。图3 MOS管导通曲线的简化版如图8所示，分析问题时图8已经足够使用。MOS管关断时的分析过程相反，其变化曲线如图9所示。

 图8

 图9

t1和t2的时间可以根据RC充放电原理进行近似计算，t1=Rg*Ciss*ln(Vgs/(Vgs-Vgs(th)))，t2= Rg*Ciss*ln(Vgs/(Vgs-Vp))，其中Vgs为栅极驱动电压大小，Rg为栅极驱动电阻。t2值近似于规格书中的参数延时导通时间td(on)。米勒平台的持续时间tp可以通过以下公式近似计算：由于该时间段内Vp保持不变，因此栅极驱动电流大小Ig=(Vgs-Vp)/Rg，tp=Qgd/Ig。tp=t3-t2，近似于规格书中的参数上升时间tr。

2. MOS管损耗分析

MOS管损耗主要有开关损耗（开通损耗和关断损耗，关注参数Cgd(Crss)）、栅极驱动损耗（关注参数Qg）和导通损耗(关注参数Rds(on))等。

以如图10所示的同步BUCK拓扑为例进行说明，由于高侧的开关管Q1和低侧的同步管Q2组成一个半桥结构，为了防止两个MOS管同时导通而使输入回路短路，因此两个MOS管的驱动信号会存在一个死区时间，即两个MOS管都关断。在死区时间内，由于电感的电流不能突变，因此同步管Q2的寄生体二极管将率先导通进行续流。正是由于体二极管导通后，同步管Q2才被驱动导通，在忽略二极管压降的情况下，同步管Q2导通时两端电压为0，可以看作是0电压导通；同步管Q2导通后，其两端电压为0直至关断，因此也是0电压关断。因此，同步管Q2基本没有开关损耗，这意味着对于同步管的选取，功耗主要取决于与导通电阻RDS(on)相关的导通损耗，而开关损耗可以忽略不计，因此不必考虑栅极电荷Qg。而高侧的开关管Q1由于开通和关闭时都不是0电压，因此要基于导通损耗和开关损耗综合来考虑。

图10

所谓开关损耗是指MOS管在开通和关断过程中，电压和电流不为0，存在功率损耗。由前述MOS管导通过程可知，开关损耗主要集中在t1~t3时间段内。而米勒平台时间和MOS管寄生电容Crss成正比，其在MOS管的开关损耗中所占比例最大，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOS管的开关损耗中起主导作用。因此对于MOS管的选型，不仅需要考虑栅极电荷Qg和栅极电阻Rg，也需要同时考虑Crss(Cgd)的大小，其同时也会在规格书的上升时间tr和下降时间tf参数上有间接反映，MOS管的关键参数如图11所示。

图11

MOS管的各种损耗可以通过以下公式近似估算：

导通损耗：

Q1管：P(HO) = D × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3)；

Q2管：P(LO) = (1 - D) × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3)；

系数1.3主要是考虑MOS管的导通电阻会随着温度的升高而增加。

栅极驱动损耗：

PGC = n ×VCC × Qg × fSW；

n表示MOS管的个数（MOS管选型相同时），fSW表示开关频率；栅极驱动损耗主要是发生在电源控制芯片上，而非MOS管上，但是其大小与MOS管的参数有关。

开关损耗：

PSW = 0.5× Vin × Io × (tr + tf) × fSW；

系数0.5是因为将MOS管导通曲线看成是近似线性，折算成面积功率，系数就是0.5；Vin是输入电压，Io是输出电流；tr和tf是MOS管的上升时间和下降时间，分别指的是漏源电压从90%下降到10%和漏源电压从10%上升到90%的时间，可以近似看作米勒平台的持续时间，即图3中的(t3-t2)。另外，规格书中的td(on)和td(off)可以近似看作是Vgs电压从0开始上升到米勒平台电压的时间，即图3中的t2。